前言：电流环作为控制系统的内环，其性能的优劣直接决定了伺服系统外环控制性能的好坏。因此在对控制系统的转速环控制器设计之前，需对电流环进行详细地分析以保证其控制性能。对于电流环的优化设计，一般从解耦和解决延时来入手。接下来介绍三种优化措施：电压前馈解耦、串联型 PI 调节器和设计复矢量电流调节器。本章重点介绍前馈电压解耦补偿，并进行对比验证分析。
一、影响电流环带宽的因素
考虑到开关损耗与制造成本，目前中小功率控制系统的功率开关器件的开关频率大多为 10KHz 左右。对于在开关周期固定的情况下，影响电流环带宽的因素主要有：
1、数字处理芯片中因为数据读取与处理、算法运行及更新所导致的占空比输出更新延迟问题；
2、永磁同步电机在旋转过程中，因 d、q 轴电感和电流乘积和永磁磁链之间产生的相对运动而导致的交叉耦合电动势会对电流环产生扰动；
3、电流采样、滤波及调理电路固有的延时，电机实际位置与位置寄存器中数值的延时误差引入的扰动等。
电流采样、滤波及调理电路固有的延时时间相对较短，可用一阶小时间惯量环节表示。电机位置传感器的位置跟踪频率较高，因此对系统控制性能影响较小，一般不做处理。另外由于控制系统中的机械时间常常远远大于电磁时间常数，因此传统 PI 控制器在设计时一般忽略反电势造成的影响。
对于数字控制系统而言，控制过程产生延时是不可避免的问题。延时一方面会影响电流环带宽宽度，另一方面也会加重控制系统的耦合程度，恶化电流环的控制性能。因此在设计电流控制器之前对控制系统中主要的延时环节进行分析是必要的。
图 1.1 电流采样及其更新时序图（七段式 SVPWM 发波）
以第 T（k+1）个更新周期为例说明七段式 SVPWM 占空比更新时间延时情况。首先在 T（k+1）时刻触发 ADC 转换模块，对当前电流采样结果进行数模转换并保持，并将前一时刻 T（k）采样的电流 i（k）对应的 PWM 占空比 D（k）进行更新。在每个循环周期中如此往复循环更新。
由图（1.1）可知，由于在每个 PWM 占空比更新周期中，调制波参考值始终保持不变，因此从 PWM 占空比更新到逆变器输出电压之间的平均延时时间为 0.5T。综上所述，定义 Tpwm 为从电流采样结果经过 ADC 转换存储到控制器中，至逆变器更新与之对应的电压之间平均延时时长，则 Tpwm 约为 1.5T。
二、电压前馈解耦策略
为什么要进行电压前馈解耦补偿，原因如下：（1）、由于受到环路间存在交叉耦合项、控制器离散化处理时产生的误差及数字控制系统延迟等因素的影响，调节器的控制效果会产生劣化；（2）、在大功率牵引传动系统中，为了降低开关器件的损耗，往往牵引逆变器的开关频率只有几百赫兹，这使得电流环带宽受限；另一方面控制环路中存在较大的延时，加剧了电机 dq 轴电流的交叉耦合程度，进一步降低了电流环的性能，严重时甚至导致系统不稳定。
图 2.1 电压前馈解耦控制框图
由于传统 PI 控制器的电压方程中的系数矩阵副对角线元素非零，可判断系统存在交叉耦合。因此在设计高性能控制系统中的电流环时，需要对 d、q 轴电流环进一步解耦。对于电压矩阵方程，当解耦补偿后的系数矩阵中副对角线元素抵消为零时，可认为 d、q 轴电流得到完全解耦。
总结：FOC 能取得较好的动静态性能，在中小功率场合得到了广泛的应用，但是其性能严重依赖于调节器参数的整定。由于传统的线性 PI 调节器加前馈解耦的结构存在着诸多缺陷，尤其是当系统的开关频率较低或者电机转速较高时，系统甚至不能稳定运行。
三、建模验证分析
图 3.1 前馈电压补偿对应的 M 语言实现
图 3.2 未加前馈补偿的 dq 轴电流波形变化
图 3.3 加前馈补偿的 dq 轴电流波形变化
从图（3.2）和（3.3）对比分析可知，加入前馈补偿后 d、q 轴之间的耦合关系明显被弱化，但没有完全解耦，具体原因见 4.1 章节的分析。
四、问题总结
4.1、增加前馈电压补偿，但仿真和实际应用中 d、q 轴为什么没有实现完全解耦？
由于系数矩阵中副对角线元素为零，因此可认为系统得到了完全解耦。但在实际工程应用中，存在电压幅值上限，因此电流调节器的输出需要添加限幅环节。另外为了防止 PI 调节器中积分通道产生积分过饱和现象，导致电流响应性能下降，一般工程上会采用积分遇限停止的积分器。
前馈补偿位置在 PI 控制器后级，因此当电机变速运转时，存在反馈补偿项与 PI 调节器中的比例调节器之和已经达到电压输出限幅值时，PI 控制器中的积分器仍继续积分，由于此时电压已经达到限幅值，因此积分器积分的部分是无效的，这种前馈解耦的控制方式并没有最大化的利用积分器的积分作用。
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作者：浅谈电机控制
来源：浅谈电机控制
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